强烈提议DIY大侠组织矢量分析仪VNA套件 [复制链接]

这个棚....搭得....

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微带周围不要铺铜

'可以铺铜，但要重新计算阻抗，铺铜周围要多打地孔。插座强烈建议换成sma或n的。

唉，不得不佩服。。。。差太远了

讨论vna的精简方案,可以节省一个 ad8302

或者这样也可以


详细的读源代码,发现,入射信号没有参与运算.

ad8302的幅值输出本身就是相对值，是 ina 与 inb 的比值。s11也是比值， 是反射信号与入射信号的比值。

如果我们用图上的加长线来保证 ad8302的参考输入端与入射信号有同样的延迟，我们就可以认为参考信号就是入射信号。

原作者给出的软件代码就是这么计算的。

这样我们就可以节省一片 ad8302。

要保証的其實是訊號的"延遲"還是"相移"？

好像q輸出的selector根本是不必要的。
q輸出(經lpf)真接接到ad8302的 ref 就可以了。
測量時先令q輸出和 i 輸出同相，然後再令q輸出和 i 輸出成90度相位差。就可測量到有正確正負號的相位了。(n2pk就是這樣做。事實上也不一定要差90度)

多餘的接一個selector，只會令到逹ad8302的參考訊號(q)在不同的頻率時會和 i 有不同的相位差。

哇,出去旅游了几天,回来真是惊喜啊,进步这么大.wanglei~我刚从实验室翻出了几片ad9910,干脆用两片9910上400m得了~呵呵.貌似用9959浪费了2路dds?9958就够了吧~

[quote=hk大飛]要保証的其實是訊號的"延遲"還是"相移"？

好像q輸出的selector根本是不必要的。
q輸出(經lpf)真接接到ad8302的 ref 就可以了。
測量時先令q輸出和 i 輸出同相，然後再令q輸出和 i 輸出成90度相位差。就可測量到有正確正負號的相位了。(n2pk就是這樣做。事實上也不一定要差90度)

多餘的接一個selector，只會令到逹ad8302的參考訊號(q)在不同的頻率時會和 i 有不同的相位差。[/quote]


貌似q路上的selector是在校准的时候测试缓冲和耦合器带来的相移的?没完全看完代码.估计一下

我们什么时候能用上呢?向高手们学习.

呵呵，关注中~~~

awakening兄及各位你們好！
在做了3-term 校準後的測量結果，是相對於osl參考點的。所以本身固有的(相位)延遲並不重要，因為會在校準時消去。不知我有沒有理解錯....

你们拿什么dd画的图都那么漂亮？

忽然又有點想法：
ad8302在兩路輸入相位差為90度(相位輸出為vref/2)附近時的測量是最準確的，不過有兩個問題：
1. 在零度或(+/-)180度時相位的誤差可以很大。
2. 在180度的相位範圍內線性不好。

原作者好像都是用軟件去修正這問題，第二點就用了一段傳輸線作參考去解決。

其實用了可以微調相位的dds，這問題變得容易解決。

在做osl校準時，i 路保持不變，只需把q 的相位調至 ad8302的(相位)輸出為vref/2。
在測量時，i 路保持不變，也把q 的相位調至 ad8302的(相位)輸出為vref/2。

從dds 的 cpow (channel phase offset word)就可知道實際的相位了。
是不是可以解決1和2兩個問題？不知想得對不對，還請指正。

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你们拿什么dd画的图都那么漂亮？

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嘻嘻，wanglei72兄的我不知道，我的是用"小畫家"把他的篡改的。

完全同意,太有才了. 但不适用于 ad9854的方案。

还有，那条加长线是为了得到等延迟，因为不同的频率会有不同的相移，校准算法没看到有这部分的校准环节（也可以用软件实现），会影响到在做dut（被测量器件）宽带性能测量的精度，尤其是测量群延迟数据时(这里有待探讨)。

原本想出一个通用的适用于ad9854 和 ad9959的 pcb板，现在看来不可行了。


[quote=hk大飛]要保証的其實是訊號的"延遲"還是"相移"？

好像q輸出的selector根本是不必要的。
q輸出(經lpf)真接接到ad8302的 ref 就可以了。
測量時先令q輸出和 i 輸出同相，然後再令q輸出和 i 輸出成90度相位差。就可測量到有正確正負號的相位了。(n2pk就是這樣做。事實上也不一定要差90度)

多餘的接一個selector，只會令到逹ad8302的參考訊號(q)在不同的頻率時會和 i 有不同的相位差。[/quote]

还是完全同意

[quote=hk大飛]忽然又有點想法：
ad8302在兩路輸入相位差為90度(相位輸出為vref/2)附近時的測量是最準確的，不過有兩個問題：
1. 在零度或(+/-)180度時相位的誤差可以很大。
2. 在180度的相位範圍內線性不好。

原作者好像都是用軟件去修正這問題，第二點就用了一段傳輸線作參考去解決。

其實用了可以微調相位的dds，這問題變得容易解決。

在做osl校準時，i 路保持不變，只需把q 的相位調至 ad8302的(相位)輸出為vref/2。
在測量時，i 路保持不變，也把q 的相位調至 ad8302的(相位)輸出為vref/2。

從dds 的 cpow (channel phase offset word)就可知道實際的相位了。
是不是可以解決1和2兩個問題？不知想得對不對，還請指正。 [/quote]

讨论一下, 传输线变压器低于1mhz的频率特性不好怎么办? 我的制作方法是用论坛里的双平衡混频器的制作方法。

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哇,出去旅游了几天,回来真是惊喜啊,进步这么大.wanglei~我刚从实验室翻出了几片ad9910,干脆用两片9910上400m得了~呵呵.貌似用9959浪费了2路dds?9958就够了吧~

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讨论一下 两片dds ad9910 的同步方案

9910带片上锁相环时钟和同步逻辑.第二片直接使用第一片的时钟和同步信号.然后软件上修正差值~估计pll25m参考时钟延时可以忽略,或是用时钟分配电路?如果有1g或是2g的时钟那就最好不过了

源代码中,这里应该是个错误

ad8302 只能判断量输入信号的0到180度的相位差,不能判断两个输入信号的先后顺序.为了得到0到360度的测量,也就是要判断两个输入信号谁在前 谁在后, 硬件电路里给出了两路相差90度的正交参考信号, i 和 q. i 路信号与输出的信号同相, q路信号输出的信号相差90度.

这样呢,每个频点的相位测量至少要测量次, 硬件要分别给出 i 和 q两路参考信号,得到 i和q 两次的相位测量值.


如何由两次测量的相位值计算出真实的 0到360度的相位差呢？

源代码算法如下

degrees = arctg(90-q)/(i-90)) ----- (i 和 q分别是0到180度的测量值)

不能理解原作者为什么用这样计算，这样的结果使得相位差大于30度的是时候 引入非常大的误差。

为了补偿这样的误差，也是为了补偿ad8302固有的在0度和180度两点的测量误差，源代码里添加了检测器校准功能，分别使用两段固定长的同轴线来判断相位的误差。

经过分析，给出了如下改进的算法：

degrees = arctg(cos（q）)/(cos（i）)) ----- (q=i+90度， cos（q）=sin(i))

                         
这样的结果在实际测量时对比源算法得到了比较满意的效果。源代码的检测器校准步骤可以省略了。


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